燕山大学本科生毕业设计（论文）

电压在PWM比较器中比较后产生PWM触发脉冲，驱动MOSFET，脉宽调制的高频开关电流在升压电感L的作用下全周期向负载提供能量。

4.2.3 控制电路的设计

1 电流检测电路

用采样电阻检测电流比用电流互感器成本低，但损耗较大，因此一般选电流采样电阻RS上的电压URS=1.0V，以减小损耗。

(1)电路中电感电流的峰值最大值为

?IILPK?Ipk??9.31?0.931?10.231A （4—8）

2(2)电流采样电阻值为

U1.0Rs?RS??0.097? （4—9）

ILPK10.2312 峰值电流限制

当输入电流瞬时值超过最大电流时，UC3854的峰值电流限制比较器动作，使开关管断开。该功能是由RPK1和RPK2组成的分压器和峰值电流限制比较器来完成的。

(1)峰值电流过载值:

IPK(ovld)?1.12*ILPK?11.46A 选 RPK1?10K? （4—10） (2)检测电压过载值: URS(ov)l? （4—11） 11VdI(PK*o)vRld?1.S(3)分压电阻RPK2:

URS(ovld)*RPK1RPK2??1.48K?VREF （4—12） 3 乘法器的设置 （1）.前馈分压电路

随着输入电压有效值URMS的增加，系统增益按照URMS的平方增加，这将使电压环的设计变得复杂。UC3854通过将乘法器增益调整为输入电压有效值的函数，从而取消了增益对URMS的平方依赖关系。这个结果是靠正比于输入电压有效值的前馈分压电路来实现的，如图所示。

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第4章 仿真Boost型功率因数校正电路

RFF1RFF2CFF1Ui(s)CFF2RFF3Uo(s)图4-2前馈分压电路

可见，由RFF1、RFF2、RFF3、CFF1、CFF2 组成一个二阶RC低通滤波器，其传递函数为

G(s)?

UoD?2UIAs?Bs?C （4—13）

A?RFF1RFF2RFF3CFF1CFF2,

B?RFF1CFF1(RFF2?RFF3)?RFF3CFF2(RFF1?RFF2),

C?RFF1?RFF2?RFF3,D?RFF3

①前馈分压电阻的确定

前馈电压VFF与输入电压的平均值成正比，前馈电压须满足两个直流条件:在高输入电网线电压下，前馈电压不高于4.5V，因为在该电压值时前馈电压输入被箝制，因此失去前馈功能;当输入在低电网线电压时，应设分压器前馈电压等于1.414V，而分压器的上限点VFFC应设在7.5v左右。三个电阻阻抗之和约为IMΩ。

Uin(av)*RFF3?V??FFR?R?R?1.414FF1FF2FF3??Uin(av)*(RFF2?RFF3)?7.5 （4—14） ?VFFC?R?R?RFF1FF2FF3??RFF1?RFF2?RFF3?106??22Uin(min)Uin(av)??157.5V

?取

RFF2RFF1?910K，计算得RFF2?36K.，9RFF3?8.6K选

?39KRFF3?9K （4—15）

②计算滤波电容值

限定前馈电路对总谐波畸变的贡献为1.5%，全波整流电路中二次谐波

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燕山大学本科生毕业设计（论文）

大约为66.2%，因此谐波衰减值为

GFF?1.5%/66.2%?0.0226 （4—16）

截止频率

fP?GFF*fR?0.15*100?15Hz （4—17）

设置滤波器极点为15Hz

11 CFF1???0.27?F （4—18）

2?fPRFF22?*15*39*10311 CFF2???1.17?F （4—19）

2?fPRFF32?*15*9.1*103利用以上参数，求出该分压电路的传递函数为:

9100 G(s)? （4—20）

322.96s2?18265.52s?958100③RVAC的选择:

按最大输入交流电压的峰值除以乘法器的最大输入电流值来计算，乘法器的最大输入电流为600uA。

UPK(max)2*264 RVAC???622.2K? （4—21） ?6IAC(max)600*10④偏置电阻RB1:

RB1与RVAC组成分压器，补偿零点失真。

RB1?0.25*RVAC?170K （4—22） ⑤RMO的选择:

乘法器的输出电流IMO不能大于2IAC。

UPK(min)176*1.414 IAC(min)???366?A （4—23）

RVAC680*1031.12URS(PK)1.12*4.675*0.2 RMO???1.43K? （4—24） ?62IAC(min)2*366*102 振荡器的设置

振荡频率由定时电容和充电电流决定，而RSET:设定充电电流ISET。又乘法器的输出电流不能大于振荡器的充电电流，故

3.75 RSET??5.12K? （4—25）

2IAC(min)

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第4章 仿真Boost型功率因数校正电路

本设计中开关频率为50kHz，则定时电容:

1.25 CT??4nF （4—26）

RSET*fs3 驱动电路的设计

PWM输出是图腾柱式MOSFET栅极驱动器信号。为防止驱动时产生高频振荡，在开关管的栅极串入电阻R1，一般取10Ω;Dl为15v稳压管，防止驱动过压击穿开关管。

4 反馈补偿网络的初步设计 （1）.电流环补偿网络

为了使平均电流控制型电路稳定工作，必须使PWM比较器的两个输入信号的斜率满足如下标准:被放大的电感电流的下降斜率不能超过锯齿波的上升率，否则PWM比较器不能正常工作。

①电流误差放大器在开关频率处的增益:

电感电流下降的最大斜率为Uo/L，这时电感电流流过采样电阻所产生的斜率也最大，即UoRS/L。这个斜率乘以电流误差放大器在开关频率时的

增，益，等于振荡器输出斜坡电压的斜率。

UR400*0.2?URS?os??0.73V （4—27） ?33Lfs1.1*10*100*10V5.2GCA?s??7.12 （4—28）

?URS0.73②反馈电阻Rcz:

电流误差放大器中频段增益为Rcz/Rcl，选Rcl=RMO=1.6k，则 RCZ?Rcl*GCA?11.4K? （4—29） ③电流环穿越频率:

fcl?UoRsRcz?13.9KHz （4—30）

2?LVsRcl1?fcl，则

2?CCZRcl④电容Ccz:

令电流误差放大器零点频率

CCZ?1?1145pF （4—31）

2?fclRcz35

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⑤电容Ccp:

令电流误差放大器极点频率

CCP1?fs则

2?CCZRcl1??159.2pF （4—32） 2?fsRCZ（2）.电压环补偿网络 ①输出纹波电压:

Vo(pk)?Pin?3.17V （4—33）

2?fRCoUo②放大器的输出纹波电压和增益

输出纹波电压必须衰减到电压误差放大器输出所允许的纹波电压。这就 要设置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值，公式如下:

?V*%纹波 GVA?VAOVo(pk)?VVAO?4V

GVA??VVAO*%纹波?0.0189 （4—34）

Vo(pk)1

?RVICCF③反馈电容CVF:

电压误差放大器在二次谐波频率的增益为

CVF?1?0.17?F （4—35）

2?fRRVIGVA④设置直流输出电压:

输出电压经RVI、RVD分压后与基准电压VREF比较。

R*VREF RVD?VI?9.76K? （4—36）

Uo?VREF⑤电压环穿越频率:

fVI?Pin?10.6Hz （4—37）

?VVAOUORVICOCVF(2?)21?fVI

2?CVFRVF36

⑥反馈电阻RVF:

令电压误差放大器极点频率