从数学平均模型上来分析，Buck的平均模型为：

ducdt?ucil? (1) RCC

y?uc (2)

udiLE??E?c (3) dtDL将（1）（2）（3）联立方程2.1。由2．1式可得BUCK变换器的传递函数：

uDGb1(S)?c?ELCS2?LS?1 2.2

R从式2．5可知，调节占空比D可以调节BUCK变换器的输出电压％，也就是调节超声波电源逆变器的直流输入电压，因逆变器输出电压基波有效值与直流输入电压呈线性关系，进而调节了逆变器负载端电压和电流，即调节了输出功率。 在这种传统的开关过程中，存在着较大的开关损耗和开关噪声。开关损耗随着开关频率的提高而增加，使电源的效率降低，不利于开关器件的安全工作。而且开关噪声给电路带来了严重的磁干扰问题，影响周边电子设备的正常工作。

图2.9降压斩波电路图

图2.10 ZV—ZCS P删降压斩波电路图

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在原来的开关电路基础上增加很小的电感、电容、二极管以及辅助开关管等

元件,可以使电路中的开关器件在开通前电压先降为零，或关断前电流先降为零，可以减小或消除在开关过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减d,Y开关损耗和噪声，这样的电路就是软开关电路。软开关电路种类繁多，层出不穷，本文选用一种新型的ZV-ZCSPWM电路，其电路构成如图2．15所示。 与传统的BUCK变换器相比较，增加了一个电容，两个二极管，一个电感以及一个开关管。该ZV-ZCS电路，其辅助开关S。是在零电流下开通，近似零电压下关断，主开关S是在零电流条件下开通，零电压条件下关断。二极管也都是在软开关状态下开关，各元件所受应力都比较小。

2．5主电路的设计

2．5．1主电路拓扑结构的确定

本章概括的介绍了超声波电源主电路的拓扑结构，分别对整流环节、滤波环

节和逆变环节进行了对比分析介绍。通过对各种电路拓扑进行结构复杂度、性能及成本上的综合比较，文中确定超声波电源等效主电路拓扑结构如图2．16所示，主电路由三相不控整流桥、软开关BUCK斩波器、电压型串联谐振逆变器和负载匹配电路四个部分组成。斩波器和逆变器中的开关器件采用新型电力电子器件IGBT。三相交流电经桥式不控整流整成脉动的直流电压，在经过电容“对直流电压平滑滤波后，该电压被输出到有源无损软开关BUCK斩波器进行斩波功率调节，为减小电网电流的脉动和平滑输出的直流电压，斩波器一般接入由电抗和电容Cl组成的低通滤波器。

图2.11超声波电源主电路结构图

2．5．2主电路的参数计算

设计的串联谐振超声波电源基本参数为：

(1)超声波电源输出在换能器上功率R为2000W-5000W，最大值为5000W。 (2)超声波电源换能器的静态谐振频率约为28 KHz，斩波器的斩波频率28 KHz。 (3)输入电源：fo?50kHZ，3相，相电压有效值为220V，线电压有效值380V。

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(4)设整流器、斩波器、逆变器、匹配电压器的效率依次为?1=90％，?2=90％，

?3=90％， ?4=95％·

分别对主电路进行计算，并根据目标需要对元件进行选型。 (1)整流部分的计算和选型 三相不控整流输出电压： Ud?36?U2?2.34U2?513V (相电压班有效值220V) 2．3

整流器的输出功率为 Pd1?Pmax?2?3?4?5000?6497.73 2．4

0.9?0.9?0.95整流器的输出电流：

Id1?Pd16497.73??12.74A 2. 5 Ud1510整流二极管所承受的正反向电压最大值为三相交流电网线电压的峰值，实际应用中需要考虑到电网电压的波动及各类浪涌电压的影响，因此需要留有一定的安全裕量，一般取为峰值电压的2～3倍，

UM?(2~3)6U2?(2~3)?2?380V?1074~1611V 2. 6 流过二极管的电流有效值：

IVD?Id11??12.74A?7.36A 2. 7 33一定的安全裕量，可求得整流二极管的额定正向均电流为：

IDM?(1.5~2)IVDm?(1.5~2)?10.4?15.6~20.8 2. 8 所以，可取二极管的耐压为1200V／20A的整流二极管。 (2)滤波电解电容G的选取

空载直流电压为540V，有负载时直流电压约降为10％，约△U=60V,所以，电解电容C为5000uF／600V。

(3)斩波器开关管和主续流二极管DF的选取斩波器主开关管S流过的最大电流为整流器输出最大电流12．74A，承受的电压为 续流二极管。辅助开关管Sa选取与主开关相同型号IGBT。 (4)逆变器部分的计算和器件选型

主开关器件IGBT的参数确定：IGBT所承受的正向电压值就是前端斩波器的输出电压以=U·D(D为斩波器开关管的占空比，从安全考虑取值为1)，实际应用

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中留有 一定的安全裕量，一般为2~3，所以IGBT的额定电压为； UN?(2~3)Ud?D?1000~1500(V)所以，我们选额定电压为1200V的IGBT。 逆变器输出电压的傅立叶级数变换式为： UAB?4Udsin(kwt) 2.10 ?k?1,3,5k?2.9

基波分量有效值最大为： UAB1?22?Ud?450V 2.11

负载谐振时，高次谐波的阻抗较大，它们的输出功率可以忽略不计，整个逆变器的输出

功率可以认为是基波分量的功率，即：

Pout?Po?5848W?UAB1I1cos? 2.12 由于超声波电源的负载处于谐振状态，功率因数较大，这里取值为0．95，基波电流值为：

I1?最大值：

I1m?2I1?19.34A 2.14 选取IGBT型号时，我们耿流过IGBT电流最大值的两倍计算，即：

Imax?2I1m?40A 2.15 所以我们选用型号为1200V／40A的IGBT。

Pout?13.68A 2.13

UAB1cos?

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3 逆变器控制系统设计

3．1

锁相环频率自动跟踪

超声波电源输出电信号频率与换能器谐振频率就存在差异，使得电路效率降

低。对高频逆变器而言，为了解决频率漂移问题，保证逆变器件可靠换流和电源工作在较高的功率因数，以获得最佳的电声效率，逆变输出频率需要随着负载频率的变化而变化，使逆变器输出频率总是等于负载频率，也就是说控制电路必须具有频率跟踪的功能。

实现频率跟踪的方法很多，最简单的是人工调节。这种方法在早期他激式超声波清洗机中得到了广泛的应用。目前市场上还有这类清洗机在销售。但是，它的缺点也非常明显，即它的频率不能实现实时跟踪，而且频率的调节需要人工干预，常常影响清洗效果。为了适应超声技术的各种实际应用，人们设计了自激式超声波发生器。自激式超声波清洗机有两种频率跟踪方案，即声跟踪和电跟踪方案。它们都是采用反馈的方式来实现频率跟踪，反馈强度常常随换能器参数发生变化，反馈信号的强度很难控制。当反馈 信号过强时，会使系统的工作频率偏离设计值，而当反馈信号处于临界值或临界值以下时，又会容易使系统停振。因此，这两类自激式方案只适用于换能器或换能器阵列总频带较宽，并且在工作中参数变化不大的超声波清洗机。随着锁相技术的发展与广泛应用，人们又发展了采用锁相环技术来实现频率跟踪的方法。

锁相环(PLL)I]艉--种反馈控制系统，又是一种闭环跟踪系统。它是使输出信号(由振荡器产生)与参考信号(即输入信号)在相位与频率上同步的一种电路。同步状态称为锁定，在此状态下振荡器的输出信号与参考信号之间的相位误差是零或者非常小。如果存在相位差，通过控制电路作用与振荡器的方式使相位误差再次降为最小值。PLL鉴相器(PD)、环路滤波器(LPF)和压控振荡器(VCo)三个基本部分组成，如图3—1所示。

输入信号 鉴相器PD 1/N

图3.1锁相环PLL组成方框图

环路滤 波器LPF 压控振荡器VCO 输出信号 15