（c）

图3.4死区的3种不同位置

驱动脉冲在电流过零点处开通，在电流快过零时关断工作过程如下：①VTl，

yr4导过关断延迟时间，然后VTl，V，r4的两端电压开始上升，伴随此过程，CI，C4上的电压上升，C2．c3上的电压开始下降。实际上，负载电压在此过程会随之变化，待Ⅵ1，VT4线杂散电感释放储能，从而在VTl，VT4上产生尖峰电压。④经过以上过程，Ⅵl，VT4可靠关断，而负载电流仍未过零，Q，c3会分别以沈的电流对Cl，c4放电，伴随此过 程，负载上的电压开始反向上升，即开始变为左负右正，待C2，c3放电结束后，Cl，c4上的电压为‰，即vTl，VT4上承受的电压分别是逆变器输入端电压，负载上的电压也为‰，方向左负右正。⑤此时vT2，vT3为零电压开通。即使此时负载电流还未过零，和槽路电流是同相的，因此对电路的性能不会有太大的影响。

驱动脉冲在电流快过零时开通，在电流过零点处关断工作过程如下：①VTl，vr4导及D4．VT32将分别产生瞬间短路，由于续流二极管的反向恢复电流经历了由零增到最大和由最大减小为零的过程，而V他，VT3的电流逐渐增大，因此短路电流是不断变化的，身短路放电，实际上当它们的充放电过程结束时，VT2，VT3己完全开通。该方式中，逆 变器的输出电压可能会存在--4'段时间电压为零的情况，同时因二极管反向恢复电流，以及输出电容经管子本身短路等因素可能会引起电路中的杂散参数产生振荡，所以该方式下逆变器的输出电压会出现比前者大的电压尖峰和振荡。

驱动脉冲在电流快过零点时开通，在电流快过零时关断工作过程如下：①②③与(a)图中的①②③情况相同。④经过以上过程，vTl，VT4己可靠关断，若负载电流还未过零，则Q，c3放电，Cl，C4充电，负载上的电压反向上升，并经D2，D3续流。若负载电流已过 零则直接进入阶段⑤。⑤负载电流方向改变，若经历了阶段④，则cl，Q分别经c3，D3 和G,ih(此时，D2’D3流过的为反向恢复电流)形成的两个环路放电。若未经过阶段④脉冲到来时，G，Q再次对a，C：I放电，而Dl，D4又存在了反向恢复电流。

由上面分析可知，若在C3，G放电结束时，负载电流恰好过零，此时开通V睨，VT3

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为最佳时刻。若在电流过零后仍未开通VT2，VT3，则负载电流会经DI，D．续流，而负载

端电压也会重新变为左正右负，大小等于‰，VT2，v．r3的输出电容也会重新被充电为 ％。在这种情况下开通vrr2”3，则负载电压会重新变为左负右正，而C3，c．会经流尖峰，故应保证在电流过零前开通VT2，VT3，亦即整个换流过程应发生在电流过零前。

3．3．2最佳死区时间的选择

如果器件为理想开关，开关过程可在瞬间完成，则不存在关断损耗，但实际上关断需要一段时间。如图3．5所示关断时的理论波形，因关断时IGBT集电极与发射极之间的电压比上升过程和集电极电流厶下降过程存在重叠时间，导致其功率管IGBT存在关断损耗。对于关断时间，每种具体型号的管子都已经给出了具体参数。

图3.5 功率管IGBT关断过程波形图

由前述分析可知，为防止桥臂直通短路，要遵循先关断后开通的原则，因此

一个合理的死区首先应包含器件的关断时间。此外，当Ⅵl，VT4可靠关断后，桥臂上功率IGBT本身短路放电，而输出电容与IGBT内部引线电感可能会发生谐振，从而产生电压和电流尖峰。为了避免这种现象的发生，需待输出电容放电结束后方可开通另一对管子。可见，一个最佳的死区时间应为器件关断时间和输出电容放电时间之和。

所以，死区时间起点位于电流快要过零，而结束点恰好位于电流过零点为最佳，最佳死区时间应为IGBT关断时间和输出电容放电时间之和：

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3．4逆变控制系统的硬件设计与实现

超声波电源中控制系统结构框图如图3-6所示：

从图中可以看出，槽路电流毛作为频率跟踪基准信号，用捕获单元CAP捕获时间，由于CAP中断优先级太低，故信号再连接中断优先级较高的XlNT2，当中断发生时，读取CAP，进行DPLL运算，运算中通过I／O读取信号进行干扰处理。系统保护有软硬件共同实现，当保护发生时，给逆变驱动电路发出封锁脉冲命令。同时，电路产生保护措施进一步处理。所示，图中利用霍尔电流传感器，高速比较器，集成锁相环CD4046来实现频率跟踪锁相环与UC3875、数字逻辑芯片相结合来实现在线死区调节。

选择槽路电流信号作为锁相环的输入信号，快速比较器MAX901起波形变换的作用，它将霍尔电流传感器送来的负载正弦电流变化为方波信号作为CD4046的参考输入，只要负载谐振频率的变化范围在锁相环的跟踪范围之内，就保证能实现自动跟踪。

CD4046的13引脚与9引脚问所接的低通滤波器，其时间常数限制了系统跟踪输入 信号频率的速度，同时也限SOT捕捉范围。如果时间常数过大，会使环路跟踪在较快变 化的输入频率时引起过度的延迟；而过小，会引起压控振荡器输出频率的反常变化，根据经验，本文选取的尺=10K，C=O．1uF。因此锁相环实际输出信号①的频率是负载频率的2倍。此信号分两路，一路到信号②，然后输入CD4013，这样经过如图3-6所示的数字逻辑运算，就可以得到带有死区时间的两路驱动信号③，④，把这两路驱动信号③，④输入到IR2110进行驱动功率管IGBT。其中，死区时间的大小，就是UC3875控制后的得到的信号② 。

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。

图3.6 控制系统电路图

图3.7 控制系统波形图

该控制系统中各点波形分析如图3．8所示，①为锁相环CD4046输出信号，

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②为DSP环节输出信号，改变②相对于①上升沿的延迟时间，就可改变死区宽度。在实际电路中，电流采样，锁相跟踪，隔离驱动等都需要时间，这将引起驱动信号滞后电流信号一个角度，因此必须加相位补偿电路。本文利用CD4046锁相环中PDII的特点，在比较器 MAX901的负相端接一偏置电压，使得输出信号上升沿提前厶r时间，调节电位器即可调节4r的值。IR2100，驱动开关器件IGBT。

3．4．1采样模块与外围电路设计

(1)电流电压采样电路

根据对逆变控制电路的要求可以知道，必须要从谐振槽路选取一个频率反馈信号给逆变控制电路进行频率跟踪。本文选取槽路电流作频率反馈信号，其采样电路如图3-9所示。逆变器输出电流为正弦波，由电流霍尔传感器将检测的电流经过滤波，跟随，然进。

图3.8 电流采样电路图

图3.9 电压采样电路图

由第二章可以知道，本文采用的是直流斩波调功方式。在调功时，需要从直流侧进行电压和电流采样。直流电流采样可以用如图3-8的所示的电路。电压采样电路如图3-9 所示，可以调节输入与输出的线性比例关系。

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