器的频率漂移使系统失谐时，只需调节振荡器的输出频率，使系统重新谐振，即可回到匹配状态。

本机中，超声波换能器的静态工作频率为28436Hz，通过动态匹配测量，完全可以工作在25KHz-35KHz的区间，在兼顾效率和电流波形的前提下，Lo实际

L0使用的是16mh。匹配电感的匝数计算可通过以下公式N?=71匝，式中，N

AL为电感线圈匝数； L0为电感量(H)：AL为电感系数，查表可知其电感系数为3 800X 10?9(H)。绕制电感线圈采用直径为0．75mm的圆铜导线。 6．2

阻抗匹配

当电源电压给定条件下，必须使功放电路的负载与功放电路的输出阻抗匹配，这样功率放大电路才能够达到最佳效率。基于此，必须加入高频变压器。

6．2．1输出变压器的变比计算

在超声波电源中，输出变压器原边等效负载R'L上的输出功率表达式为：

'2' Po?UHlm/2RL 6. 1

式中，UH1M为等效负载上的基波幅值，其为：

UHlm?4?(Ud?2Uces) 6. 2

' RL?(N1)2RL?k2RL 6. 3

N2

n?N24 ?RL' 6.

N1RL

斩波器输出直流电压源 效负载：

'L'8(Ud?2Uccs)2 R??18.2? 6. 5 2?P0

输出变压器匝数比n为： n?

200?3.3 6.6 18.2所以，输出变压器副边与原边匝数比取整数4。

6．2．2输出变压器的设计

输出高频变压器是超声波发生器阻抗匹配、传输功率的重要部件，它的设计

与绕制工艺对超声波发生器工作安全是十分重要的。在高频变压器的设计中，最常用的设计方法有两种：一种为面积乘积法，也叫AP法。它是先求出磁芯窗口面积4。与磁芯有效截面积的乘积Ae，。，再根据AP值按厂家给出的磁性参数选择相应的磁芯。另一种设计方法为几何参数法，它是先求出几何参数，再查找相

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应磁芯。文中选择面积乘积法(AP)。

设一变压器的原边绕组的匝数为Nl，原边绕组上的电压为巧，电流为Il；副边绕组的匝数为N2，副边绕组上的电压为V2，电流为如，根据法拉第定律可得：

V1?N1fsAeKfBw 6. 7 式中，fs—开关工作频率；Bw—工作磁感应强度；Ae—芯的有效截面积；kf一波形系数，表示波形的有效值与平均值之比。正弦波时，kf?4.44：方波时，

kf?4。 由式6．7可得： N1?V1 6. 8

KffsBwAe 磁芯窗口的有效面积为k0AC。AC为磁芯窗口面积，k0为窗口使用系数(k0<1)。k0Ac为原边绕组所占有的窗口面积与副边绕组飓所占有的窗口面积之和，即：

' K0Ac?N1A1'?N2A2 6. 9 ' 式中，A1'—原边绕组每一匝所占有的面积；A2—副边绕组每一匝所占有的面积。

式6．9中每匝所占有的面积4和4与流过该匝的电流值』和电流密度，有关，即：

A1'?' A2?I1 6.10 JI2 6.11 J式中，I1和I2分别为原边绕组和副边绕组中的电流。 将式6．8，6．10和6．11代入式6．9得： K0Ac?式中电流密度：

J=Kj(AP)x 6.13

V1IV2I?1??2 6.12

KffsBwAeJKffsBwAeJkj一电流密度比例系数。X一由所用的磁芯确定的常数： 把式6．13代入式6．1，

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整理后得到：

4(V1I1?V2I2)?1041?xPT?10 AP?[]?[]1?x 6.14 K0KFKJfSBWK0KfKjfsBw11式中，PT为变压器视在功率,P0为变压器输出功率。

文中选用E型铁芯，当允许温升25o时，E型铁心的Kj=336，x?0.12。一般K0选取的范围是0.1~0.4，本文可选Ko=0．3。取铁芯截面有效系数Ke=l波形系数Kf，因电压为方波，故Kf取4。f。=28KHz，输送到换能器上的最大功率为5000W，变压器效率?=95％。取Bw=0．4T，把这些值代入式6．13求出的面积乘积。

这样求出的面积乘积AP与实际工作要求的AeAc相比稍微有～点余量，一般取稍大些根据需要，就可以定做出所需匹配变压器。

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7 驱动和保护电路设计

7．1IGBT

的驱动电路

一般情况下，IGBT对栅极的驱动电压要求如下：

(1)充分陡的脉冲上升沿和下降沿：前沿很陡的栅极电压加到G．E极间，可使IGBT快速开通，减少开通损耗；后沿足够陡的关断电压，并在G-E极问加一适当的反向偏压，有助于IGBT快速关断，缩短关断时间，减少关断损耗。用内阻小的驱动源对G极电容充放电，可以保证UoE有足够陡的前后沿。

(2)足够大的驱动功率：IGBT开通后，栅极驱动源应能提供足够的功率及电压、电流幅值，使IGBT总处于饱和状态，不因退出饱和而损坏。负载短路时，流过器件的集电极电流将随+UGE的增大而增大，并使器件承受短路电流的时间变短，通常+15V较好。

(3)合适的正向驱动电压UGE：IGBT的正向驱动电压+UGE取值要恰当，其原因在于当

负载短路时，流过器件的集电极电流将随+UGE的增大而增大，并使器件承受短路电流

的时间变短，通常+15V较好。

(4)合适的负偏压．UGE：在关断过程中，为尽快抽取n一管的存储电荷，缩短关断时间，需施加负偏压?UGE，同时还可防止关断瞬间因电压变化率过大造成误导通，并提高抗干扰能力?UGE一般取5V。

(5)理想的栅极电阻RG：在开关损耗不太大的情况下，应选用较大的栅极电阻

RG，RG的范围一般取1~400?。

(6)IGBT多用于高压场合，故驱动电路与整个控制电路应严格隔离。 (7)利用门极控制特性，实现对IGBT的过电流、短路、栅极电压、管芯过热等保护。

对于驱动IGBT电压型功率器件，国内外已推出了多种具有保护功能的智能驱动器， 有多种保护功能、隔离驱动、电路参数一致性好、运行稳定可靠等。本文逆变桥驱动和斩波器开关管驱动选用的都是IR公司生产的TR2110。 本文选用R公司生产的IR2110芯片作为逆变桥的驱动。其主要原因是，该电路芯偏值电压高(<600)、驱动能力强、内设欠压封锁，而且成本低、易于调试，并设有外部保护封锁端口。IR2110内部应用自举技术来实现同一集成电路可同

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时输出两个驱动逆变桥中高端与低端的通道信号，它的内部为自举操作设计了悬浮电压，悬浮电压保证了动信号的电压上升率达50V／ns，故保证了芯片自身有整形功能，实现了不论其输入信号前后沿的陡度如何，都可保证加到被驱动功率IGBT上的驱动信号前后沿很陡。它的最高工作频率高，内部对信号的延时极小，对两通道来说，其典型开通延时为120ns，关断延时为94ns，且两个通道之问的延时误差不超过10ns闼而其可以驱动本文中最高频率可输出最大为2A的驱动电流。在IR2110内部，不但集成有独立的逻辑电源与逻辑信号相连接来实现与用户脉冲形成部分的匹配，而且还集成有滞后和下拉特性的施密特触发器的输入级，即对每个周期都有上升或下降沿触发的关断逻辑和两个通道上的延时及欠电压封锁单元，这就保证了当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率IGBT退出饱和区、进入放大区而损坏。此外，还具有保护信号输入端，当该脚接高电平时,R2110的输出信号全被封锁。

IR2110采用标准双列直插式14引脚，外接器件需提供自举电容和自举二极管，图6．1为用IR2110实现的超声波电源驱动电路结构。由图每l可知，一片IR2110可产生两路驱动信号，所以本文超声波电源系统需要3片IR2100芯片。IR2100驱动逆变器的电路图见附录二。

图7.1 IR2100驱动电路图

7．2保护电路

在超声波逆变电源系统中，保护电路的优秀与否是一个逆变电源系统的功

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