使用稳定系数也就是K的“StabFact”控件来判断电路的稳定性。只有绝对稳定系数K>1,放大器电路才稳定。
(1)新建原理图LNA_schematic_1,在该原理图中添加各种元器件并设置相应参数。注意在放大器的直流和交流通路之间要添加射频扼流电路（直流通路实质上是一个无源低通电路，使直流偏置信号能传输到晶体管引脚，而要抑制射频信号，实际中一般是一个电感加一个旁路电容接地，在此先用扼流电感【DC_Feed】代替。同时直流偏置信号也不能传到两端的Term，需加隔直电容，在此先用隔直电容【DC_Block】代替。）。仿真结果如图7所示。
图7 最大增益和稳定系数K的曲线
从图7中可看出，在1.45GHz时，最大增益为18.89dB,稳定系数为K=1.145，小于1，可见该放大器稳定。
(2)使系统稳定的常用方法是添加负反馈，本次设计中将在ATF54143的两个源极
20m23500加小电感作为负反馈。一般情况下要反复调节反馈电感，使其在整个工作频率范153000m2102500围内稳定。本次设计中Ls最终选为1.28nH。电路图如图8所示。 freq=1.450GHzMaxGain150-5-10-150.60.81.01.21.41.61.82.0StabFact1MaxGain1=18.89120001500100050000.60.81.01.2m1freq=1.450GHzStabFact1=1.145m11.41.61.82.0freq, GHzfreq, GHz
图8 晶体管加负反馈后的电路图
(3)将理想的DC_Feed、DC_Block元器件改成实际器件，在本设计中选用m6indep(m6)=47MuRata(日本村田公司)的电容和电感。 GaCircle=0.406 / -78.133gain=18.286286(4)将源极的两个电感换成微带线的形式（这两个电感值太小，实际很难做到，impedance = Z0 * (0.837 - j0.797)m4而且只要这两个电感有稍微改变会对整个电路的稳定性产生很大的影响。）。利用
cirdeDataGaCirclem5公式l?11.81L计算得微带线的实际长度为m4Z0?rm6indep(m4)=51GaCircle=0.467 / -148.101gain=19.286286impedance = Z0 * (0.389 - j0.245)1.09mm。 (5)全部换成实际器件后的原理图如图9m5indep(m5)=51所示。cirdeData=0.130 / 65.603
ns figure=0.450435impedance = Z0 * (1.081 + j0.261)cir_pts (0.000 to 51.000) 图9
5. 噪声系数圆和输入匹配
(1) 利用ADS进行仿真得到噪声系数圆和增益圆如图10所示。
图10 噪声系数圆和增益圆
其中，m4是LNA有最大增益时的输入端阻抗，m5是LNA有最小噪声系数时的输入端阻抗，但是这两点并不重合，在设计时必须在增益和噪声系数间做一个权衡。对于低噪声放大器首先要考虑的是最小噪声,那么这里最优的输入端
0-2-4阻抗为m5点的阻抗Z0*(0.081+j*0.261),其中Z0定为50Ohm，则输入端的阻抗为-30-40-20dB(S(1,1))dB(S(1,2))4.05+j*13.05 Ohm。为了达到最小噪声系数，在晶体管输入端要满足最佳源反射-6-8-50-60-70-801.61.82.0-90m14freq=1.450GHzdB(S(1,1))=-11.255系数?opt的要求，而整个电路的输入阻抗为Z0=50 Ohm，所以需要输入匹配网络-10-12?-5m140.60.81.01.21.4?把?opt(?opt为m5处阻抗的共轭，即4.05-j*13.05 Ohm)变换到输入阻抗50 Ohm，freq, GHz201000.60.81.01.21.4m111.61.82.0输入匹配框图如图11所示。 -10freq, GHzm8freq=1.450GHzdB(S(2,2))=-17.018dB(S(2,2))dB(S(2,1))-15m8m11freq=1.450GHzdB(S(2,1))=17.947-10-20-20-25-30-400.60.81.01.21.41.61.82.00.60.81.01.21.41.61.82.0-30freq, GHzfreq, GHz
图11 输入匹配框图
(2) 利用ADS进行仿真，采用微带线匹配，得到输入匹配电路。
(3) 将输入匹配子电路复制到原理图中，并将隔直电容移到源端，此时噪声最优化点已经偏离50 Ohm，现在需要调节输入匹配电路微带线的长度来补偿。 (4) 用Tuning工具来调节两段传输线的长度，在Tuning时观察数据窗口的相关曲线的变化以达到理想效果。最后，把TL3和TL4的电长度分别调到194.894deg和129.368deg时可以得到一个好的噪声系数和输入反射系数，结果如图12所示。
0-2-20-30-4-6-8-10-12-140.6-8-10-12-14-16-18-20-22-24-260.60.81.01.20.81.01.2dB(S(1,1))dB(S(1,2))m14freq=1.500GHzdB(S(1,1))=-11.506m7m7freq=1.400GHzm14dB(S(1,1))=-10.075-40-50-60-702.0-80200.60.81.01.21.41.61.8freq, GHz1.4m131.6m111.82.0freq, GHz10dB(S(2,2))dB(S(2,1))m8freq=1.400GHzdB(S(2,2))=-16.096m8m160m11freq=1.400GHzdB(S(2,1))=17.917m13freq=1.500GHzdB(S(2,1))=17.656-10m16freq=1.500GHzdB(S(2,2))=-16.358-20图12 Tuning后的S参数曲线 -301.41.61.82.00.60.81.01.21.41.61.82.06. 最大增益的输出匹配freq, GHz
freq, GHz(1) 在ADS中利用Zin控件得到电路的输出阻抗为150.998-j*16.276 Ohm，为了达到最大增益，需要利用输出匹配电路将50 Ohm匹配到150.998+j*16.276 Ohm。其中输出匹配框图如图13所示。
图13 输出匹配框图
(2)利用ADS进行仿真，采用微带线匹配，得到输出匹配电路。
(3) 将输出匹配子电路复制到原理图中，并将输出端的耦合电容放到输出端，利用Tuning工具进一步调节，仿真结果如图14所示，此时TL6=0.151572deg，TL5=9.59764deg。
图14 输出匹配后的仿真结果
7. 匹配网络的实现
(1)利用LinCale工具计算出四段匹配微带线的物理长度如下表所示：
其中实际微带线的宽度为1.846290mm。
（2）将所有的理想微带线全部换为实际物理长度的微带线。
微带线换成实际物理尺寸后仍然可以通过Tuning来进行微调。
(4) 在电源处加3个电容，分别为1uF，0.01uF，10pF。原理图如图15所示，仿真结果如图16和图17所示。