二、方案论证与比较
2.1 AC-DC整流电路的选择
（1）全桥整流。该电路由四个二极管以及LC滤波元件构成。变压器绕组结
构简单，二极管电压低。但是二极管数量多，总通态损耗大。
（2）半桥整流。该电路由两个二极管以及LC滤波元件构成。元件总数少，
结构简单，总通态损耗小。但是二极管电压高，变压器绕组需要中心抽头。
2.2 DC-DC主回路拓扑的选择
（1）Buck-Boost型电路。既能降压也能升压，输出与输入极性相反，输入输出电流脉动大，结构简单，只需要一只开关管。输出空载时，会产生很高的电压造成电路中元器件的损坏，故不能空载工作。
（2）前级Boost，后级Buck。将升降压的功能分成两个模块，使用的元器件数量较多，损耗也相对较大。但是这种方案有利于AC/DC变换器功率因数的调整。
（3）单级Boost电路。方案简单，驱动方便，效率较高。但是由于任务要求输入电压 ??I为AC 20 ~30V范围内变化时，输出直流电压稳定在36V，因此使用单级Boost电路有可能不能满足要求。不过在重载条件下，整流后电压下降较大，经实验验证效果较好。
选择方案（3）。
2.3 处理器的选择
（1）采用STC 12C5A16S2单片机。STC 12C5A16S2单片机是台湾宏晶公司2010年推出的新一代抗干扰，高速，高可靠性，低功耗的微控制器，其编程语言完全兼容传统8051单片机。
（2）采用ATmega16单片机。ATmega16单片机是基于增强的AVR RISC结构的低功耗8位CMOS微控制器。片内具有16K可编程Flash，8路10位ADC，四通道PWM，功能强大，开发成本低。
在同样的晶振频率下，方案（2）有更高的性能和更低的功耗，因此可以降
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本题中变压器无中心抽头，只能选择方案（1）。
低运行频率以减少对电路的电磁干扰。因此选用方案（2）。
2.4 反馈稳压方案选择
使用单片机ATmega16实时检测输出电压，由于输出电压与PWM波的占空
比成正比，若测得的电压高于8 V，则减小占空比；反之，则增加占空比。设置一个阈值电压差e，当前电压差小于e时不进行调节，从而避免反复调节造成电压波动。
2.5 过流保护方案选择
采用硬件实现过流保护。将一个动作电流为2.5A的自恢复保险丝串联在输
出回路中。电流未达到动作电流时，其电阻很小，造成的功率损耗也较小；当电流过大时其电阻急剧上升，以减小电流，防止造成负载损坏。
2.6 功率因数测量方案选择
（1）以过零点相位比较法为代表的直接测量法。其主要依靠硬件装置来实
现计算，受硬件本身的影响较大，并且由于谐波和干扰的存在，过零点的准确度难以保证。其测量框图如图2。
（2）以谐波分析法为代表的软件检测分析方法。其根据谐波分析得到的i
和u的正弦波形参数，求得φ，继而求得cosφ。这种方法有较好的抗干扰性和稳定性，还可以同时计算电网中电流、电压及其各次谐波的值，从而为功率因数调节提供监控的依据。
电压整形处理占空比确定的方波鉴相电路电流整形处理占空比确定的方波MCU 图2 功率因数测量方案
2.7 功率因数调整（PFC）方案选择
（1）无源PFC方案。采用无源元件来改善输入功率因数，减小电流谐波，
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以满足要求，其特点是简单，但体积庞大、笨重，而且调整后的功率因数只能达到0.7~ 0.8左右。
（2）有源PFC方案。在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路，具有体积小、重量轻的特点，可以达到较高的功率因数（通常可达0.98以上），但成本也相对较高。具体实现方法有以下几种：
a. 采用DSP和Boost电路实现：通过DSP编程控制完成系统的功率因数调整。通过软件调整控制参数，使系统调试方便，减少了元器件的数量以及材料、装配的成本；但是软件编程困难，采样算法复杂，计算量大，难以达到很高的采样频率，此外还要注意控制器和主电路的隔离和驱动。
b. 如图3，采用UC3854和Boost电路实现：UC3854是一种平均电流型的升压型有源功率因数校正电路。使用专用IC芯片，无须编程，简单直接；但是电路的外围器件很多，调试困难。
c. 采用UC28019和Boost电路实现：UCC28019也是一种平均电流型的功率因数校正芯片。该芯片使输入电流的跟踪误差产生的畸变小于1%，实现了接近于1的功率因数，外围器件相对b较少。
以上三种方案只有方案（2a）可实现发挥部分“能够根据设定自动调整功率因数”的要求，但是其算法在短时间内实现难度较大。
~20-30V36V变压器整流电路Boost电路电阻负载PFC控制电路UC3854 图3 功率因数调整方案框图
2.8 系统框图
由于时间仓促，系统仅实现了要求中的部分功能。上交作品的系统结构框图
如图4。
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AC-DC全桥整流滤波MCU内部的PWM控制器DC-DCBoost负载ATmega16电压反馈显示 图4 系统框图
三、理论分析与计算
3.1 提高效率的方法
系统的损耗分为三部分：传输损耗、开关损耗及其他损耗。 为了提高效率，可以采取如下措施：
（1）降低开关频率。开关频率过高，开关管的损耗将会很大；开关频率过
低，可能在运行中造成噪声干扰和输出电压纹波的增加。本设计中将开关频率定为31.25 kHz。
（2）使用低导通电阻的开关管。本设计采用采用N沟道功率MOSFET
IRF3205作为开关管（导通电阻8 mΩ）。
（3）输入整流桥的损耗在低电压、大电流输出时，可占开关电源总功耗的
10%以上。降低整流桥的功耗，可以选择导通压降较低的整流桥。
（4）采用正向导通电压低、反向恢复时间极短的肖特基二极管。本设计中采用MBR 745，典型正向导通电压为0.57 V（电流7.5 A，温度125℃）。
（5）输出铝电解滤波电容器的等效串联电阻（ESR）应尽量低。
3.2 功率因数调整（PFC）方法
如图5。UC3854为电源提供有源功率因数校正，它能按正弦的电网电压来
牵制非正弦的电流变化，该器件能最佳的利用供电电流使电网电流失真减到最小，执行所有PFC的功能。
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图5 UC3854的典型应用电路
由于该芯片的外围电路比较复杂，本次设计中并没有调试成功。
3.3 稳压控制方法
根据电感电流连续工作模式（CCM）下Boost型电路输出电压、输入电压与
??o1= ??i1???可得其输出电压可以通过PWM控制信号的占空比D来调整。但如果电路工作在电感电流断续模式（DCM）下，则输出与输入的关系为
2????2??S??o1+√1+??= ??i2占空比之间的公式
上式中，??为负载电阻；????为开关周期。 而Boost型电路电感电流连续的临界条件是
????(1???)2
≥ ????s2如想保证电路工作在CCM模式，对负载电阻R应该有一定限制。此时若调节单片机输出PWM波的占空比，就能调节输出电压，从而达到稳压的目的。具体地说，即单片机检测到输出电压大于36+e V，则降低占空比；单片机检测到输出
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